驅動電源設計大全11篇

緒論：寫作既是個人情感的抒發，也是對學術真理的探索，歡迎閱讀由發表云整理的11篇驅動電源設計范文，希望它們能為您的寫作提供參考和啟發。

篇（1）

摘要： 提出了一種基于PWM（脈沖寬度調制）控制芯片的小功率LED驅動電源的原理框架。采用FAN7554芯片作為主控制器，設計了一款輸出功率達30W的反激式LED驅動電源，其輸出電壓為33V，輸出電流為0.9A，可為30只功率為1W的LED管采用10串3并混聯方式組成的LED陣列提供驅動電源，并分析所設計LED驅動電源的基本原理。該LED驅動電源經過一系列的電氣測試，并在實際運行中得到比較滿意的結果，具有進入小功率LED照明市場的能力，且對設計高性能、低成本的小功率LED驅動電源具有一定的指導意義。

關鍵詞 ： 脈沖寬度調制；FAN7554；反激式；LED驅動電源

中圖分類號：TN6 文獻標識碼：A 文章編號：1006-4311（2015）17-0104-03

基金項目：海南大學應用科技學院（儋州校區）校基金資助項目（Hyk-1515）。

作者簡介：高家寶（1987-），男，海南樂東人，碩士，助教，研究方向為開關電源電路模型研究及其應用。

0 引言

LED作為新型綠色環保光源，具有亮度高，發光效率高，壽命長以及工作電壓低等特點，具有廣闊的應用前景，但是LED照明中的驅動電路部分卻是目前制約其發展的一個重要瓶頸之一[1-3]。為了LED管穩定的發光，需要設計出LED恒流恒壓驅動電源。本設計利用FAIRCHILD公司的FAN7554作為PWM控制器，設計了一款輸出電壓范圍為33V~37V，輸出電流0.9A的30W LED驅動電源。通過對其EMI（電磁干擾）濾波電路、PWM控制電路、反饋控制電路、反激式變換電路、各種保護功能電路等進行設計和制作，成功地實現了反激式LED驅動電路，該驅動電源具有結構簡單、成本低廉、節能高效和穩定可靠等特點。

1 LED驅動電源的組成

本文設計的LED恒流驅動電路的工作原理框圖如圖1所示。它主要由輸如EMI濾波電路、PWM控制電路、反激變換電路、光耦反饋電路、電流環恒流控制電路、保護電路等組成。交流電輸入經EMI濾波電路及整流濾波電路后，由光耦的反饋信號調整PWM控制電路輸出的脈沖信號寬度，從而對濾波之后的輸入信號大小進行控制調節，再通過反激式變換電路進行電壓變換。以電流型PWM控制芯片FAN7554為控制器件組成的恒流恒壓控制電路，將電流取樣信息和電壓采樣信息分別經電流比較器處理后由光耦反饋至變換級驅動端，實現電流電壓控制調節，最終提供穩定電流和穩定電壓，驅動LED負載。在保護電路方面主要有浪涌保護、欠壓保護、過壓保護和高頻MOS管保護等。

2 LED驅動電源電路設計及原理分析

2.1 核心元件概述

FAIRCHILD公司提供的FAN7554芯片集成了一個固定頻率的電流模式控制器。圖2為FAN7554芯片的內部結構，該芯片具備軟啟動、通斷控制、過載保護、過壓保護、過流保護和欠壓鎖定等功能，這為外圍電路簡單、成本低廉的LED驅動電源電路設計方案提供了所需要的一切。芯片沒有集成高頻MOS管，在設計時需要與獨立高頻MOS管組成實現PWM控制電路，這極大方便了設計者進行調試與維修，這主要是因為設計者一般會對LED驅動電源中的高頻MOS管的PWM信號進行觀察和測試，且LED驅動電源工作時高頻MOS管損壞的概率較大。

圖3為LM358雙運算放大器的引腳功能圖，其內部包括有兩個獨立的、高增益、內部頻率補償的雙運算放大器。LM358的主要特性有：直流電壓增益高達100dB；單位增益頻帶寬約1MHz；單電源電壓范圍寬為3~30V。這些特性決定了LM358適合于LED驅動電源的誤差放大電路的設計。

2.2 基于FAN7554芯片的30W LED驅動電源電路設計

根據LED驅動電路的原理框圖，設計了如圖4所示的基于FAN7554芯片的30W LED恒流恒壓驅動電源的電路原理圖，該驅動電源LED負載采用30只功率為1W的LED管進行10串3并混聯方式組成的LED陣列，組內所有的LED管電壓額定值為33V、電流額定值為0.9A，光功率約為30W，設計要求LED驅動電源效率大于80%，則電源輸入功率約為37.5W。考慮到小功率LED驅動電源對功率因數不做要求，在低成本設計的前提下本設計沒有采用無源功率因數校正電路。

2.3 基于FAN7554芯片的30W LED驅動電源電路原理分析

①LED驅動電路的電源。

LED驅動電源的供電電源是220V/50Hz交流電。

②浪涌保護電路。

采用保險絲F1、負溫度系數的熱敏電阻RY1、RY2、電阻R21、R22和電容C16設計浪涌保護電路。當滿載開機時，C6電壓不能突變，相當于短路，導致輸入電壓很大。而熱敏電阻在冷態時電阻很大，可起到限制輸入浪涌電流的作用。在電源接入端加入防止浪涌保護電路，主要是用來防止由于雷電過電壓和操作過電壓等瞬態過電壓，造成LED驅動電路核心器件的損壞。

③EMI濾噪電路。

采用電感L3、電容C13、C7和C8設計EMI濾噪電路，主要是為了濾除共模和差模噪聲，并提供放電回路。

④整流電路。

采用DB107設計橋式整流電路，將雙相輸入交流電轉換成單相交流電。

⑤前端電感電容復式濾波電路。

采用電容C6、C3和電感L1設計電感電容復式濾波電路，不僅起到過濾噪聲的作用，同時還起到將單相交流電轉換成紋波較小的直流信號的作用。

⑥過壓保護和欠壓保護電路。

FAN7554芯片的電源主要來源于由變壓器T1的6號管腳和1號管腳組成的次級線圈，在芯片電源管腳與模擬地之間反向接入穩壓二極管D9，起到過壓保護作用，從而保證芯片的電源電壓不高于18V。當次級線圈供電不足時，由R2電阻和R5電阻組成的欠壓保護電路，芯片電源直接由整流后的直流電源提供電源，實現了欠壓保護功能，從而保證芯片的電源電壓不低于18V。

⑦高頻MOS管保護電路。

采用電阻R3、電容C2和二極管D6設計高頻MOS管保護電路。當高頻MOS管截止時，如果不是高頻MOS管保護電路為電感所存儲的電磁場能量提供泄放回路，那么電感所存儲的電磁場能量將直接注入高頻MOS管，從而在MOS管上產生過大的電壓應力，甚至損壞MOS管[4，5]。

⑧LED負載電源電路。

在變壓器T1和MOS管完美配合工作下，實現了將輸入電能量耦合至LED負載端和恒壓恒流電路兩部分電路中。LED負載的電能量由變壓器T1的12號管腳和9號管腳組成的次級線圈提供，為了防止負載的電流回流至次級線圈，在次級線圈的12號管腳和LED負載之間正向并聯接入二極管D2和二極管D4。可是為了防止加在D2和D4并聯電路兩端的電壓過大而損壞它們，因此在D2和D4的并聯電路兩端并聯上由R1和C1組成的串聯電路；LED負載端的電感電容復式濾波電路由電容C4、C5、電阻R4和電感L2組成，不僅起到濾除噪聲的作用，而且還起到了將單相交流電轉換為紋波較小的直流電的作用。

⑨反饋控制電路。

為了實現穩定的LED驅動電源，加入了電壓采樣和電流采樣電路，通過LM358雙運放將所采樣的電壓值、電流值與相應的基準電壓值、基準電流值相比較后轉換為誤差量，該誤差量通過光耦器件PC817反饋至FAN7554芯片的反饋管腳達到調整高頻MOS管脈沖寬度的目的，從而實現對LED負載的輸出電壓、電流調節[6，7]。

3 總結

本文提出了一種基于PWM控制芯片的小功率LED恒流恒壓驅動電源的電路架構，并利用FAIRCHILD公司的PWM芯片FAN7554作為主控制器，設計了一款功率達30W的反激式LED驅動電源，其輸出電壓為33V，輸出電流為0.9A，可為30只功率為1W的LED管采用10串3并混聯方式組成的LED陣列提供驅動電源。通過對其EMI（電磁干擾）濾波電路、PWM控制電路、反饋控制電路、反激式變換電路、各種保護功能電路等進行設計和測試，通過對其EMI（電磁干擾）濾波電路、PWM控制電路、反饋控制電路、反激式變換電路、各種保護功能電路等進行設計和測試，結果表明其恒流效果好，輸出電壓紋波低，成功實現了該反激式LED驅動電源，這對設計高性能、低成本的小功率LED驅動電源具有一定的指導意義。

參考文獻：

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[4]劉松，張龍，王飛，等.開關電源中功率MOSFET管損壞模式及分析[J].電子技術應用，2013，39（3）：64-66.

篇（2）

中圖分類號：TM46 文獻標識碼：A

Abstract：According to the design requirements of LED Current drirer， this design plan for a reasonable argument. The first stage power of factor correction adopted boost chopper circuit and its control chip is Fairchild's FAN7527. Isolated singleended flyback circuit buck type DC/DC converter was used as the second stage and its controller chips is TI's UC3843. In addition， to meet the output characteristics of constant current ，AP4310 was designed as constant current controller. Based on the above structure， experimental prototype of LED driver was realized. Through testing and analysis， experimental waveforms were consistent with the theoretical waveform and the proposed LED driver meets the design requirements.

Key words：LED DC / DC conversion；power factor correction；UC3843；constant current

1 引 言

近年來，能源危機使世界各國開始關注綠色節能照明問題，新型光源也應運而生。發光二極管（Lighting Emitting Diode，LED）具有高效、節能、無污染、模擬自然光等優點，在最近幾年得到快速發展，逐漸成為照明市場的主流，世界各國政府和公司已投入大量資金用于白光LED的開發和推廣。LED主要可應用于信號指示、裝飾照明、景觀照明，家具照明、路燈等，不同應用場合的照明必須設計對應的驅動電源才能滿足需求[1-3]。

由于LED自身的伏安特性及溫度特性，對驅動電源的要求非常高，必須研發可靠、穩定的驅動器與之匹配[4-5]。通常，對于LED驅動器的基本要求有：高功率因素（Power Factor Corrector，PFC），高效率，恒流控制等，本文選用最新應用控制芯片，通過合理的電路設計，完成了一款LED驅動電源。

2 方案論證

LED驅動電源設計中，通常采用橋式整流和電解電容濾波電路來實現AC/DC變換，為下級變換器提供直流電。由于整流二極管具有單向導電性，只有在正向偏置時才會導通，也就是交流輸入電壓的半個周期中，只有交流電壓峰值高于電解電容電壓整流二極管才會導通。因此，在交流電壓的半個周期內，每對二極管的導通角往往只有60o-70o。雖然交流輸入電壓仍然能保持正弦，但輸入電流卻出現嚴重畸變，呈幅度很高的尖峰狀脈沖，從而導致系統功率因素很低，一般僅有0.5-0.6，影響電源的利用率，對電能造成巨大浪費。此外，輸入端產生的諧波電流也會對電網造成污染，影響電能質量和供電品質，同時也會對系統中其它電子設備產生干擾[6]。

美國能源部于2008年10月的固態照明光源“能源之星”規范要求：任何功率等驅動電源都需要強制進行功率因數校正；住宅應用LED燈具的功率因素>0.7，商業用LED燈具的功率因素>0.9。因此在本設計中首先應考慮功率因素校正環節。典型功率因素校正方式有無源PFC和有源PFC兩種類型。無源PFC電路只使用二極管、電阻、電容和電感等無源元件，拓撲簡單、成本低，但功率因素校正效果較差。實際LED驅動電源中較多采用有源PFC，有源功率因素校正技術是利用集成電路使電流波形主動跟隨電壓波形從而達到功率因素校正的目的，按電路拓撲結構可以分成降壓式、升/降壓式、反激式、升壓式四種，本文選用比較成熟的是Boost升壓式電路結構。

在直流供電方面，LED驅動電源按照驅動方式主要可以分為四類：電阻限流控制、線性控制、電荷泵變換器以及開關變換器等。開關變換器效率高、控制精準，可以實現寬范圍的電壓/電流控制，非常適合大功率多串式LED 的控制。其中典型降壓型DC/DC變換有：非隔離降壓型（Buck）、反激式拓撲、半橋拓撲。非隔離降壓型一般應用在1-10W場合；反激式一般用在25W-100W左右場合；100W以上一般選用半橋拓撲，本文根據功率等級選擇反激式隔離降壓變換器[6]。

此外，為了保證LED光源穩定性及可調性，需要了解其基本電氣特性，如圖1所示為LED光通量與其正向電流、正向電壓的關系曲線[7]。從圖中可看到，LED的光通量僅取決于驅動電流的大小，LED 兩端的電壓近似為恒值。由此可知，LED 需要采用恒流控制，通過調節電流大小來調節 LED 的輸出光通量。

3.1 PFC電路設計

PFC電路設計采用了升壓型斬波電路，控制環節主要由仙童公司功率因素校正控制芯片FAN7527完成，電路設計如圖3所示。輸出電壓經R4、R5電阻分壓進入1號腳，芯片內部調節器輸出與3腳輸入的半波電壓瞬時值相乘，乘法器輸出作為電感參考電流指令，與4腳輸入電流瞬時值比較，當輸入電流值大于乘法器輸出時，輸出電平翻轉，RS觸發器置“0”，該電平由7腳輸出，關斷開關管。因此，乘法器輸出電流即為通過開關管的電流的門限值，該門限值隨輸入電壓的變化而近似呈正弦規律變化。當開光管關斷后，變壓器L2電流慢慢減小，當電流接近零時，又導致引腳5過零比較器的輸出翻轉，將RS觸發器置“1”，開關管導通，電感電流增大。重復上面的過程，電流波形接近正弦波，從而達到功率因素校正的目的。

3.2 DC/DC直流變換電路設計

本級設計選用UC3843作為控制芯片，UC3843是高性能固定頻率電流模式控制器，具有可微調的振蕩器、精確的占空比控制、高增益誤差放大器、大電流圖騰式輸出等優點，專為反激式DC/DC變換器應用而設置，只需很少外部元件就能獲得成本效益高的解決方案，其電路設計如圖4所示。變換器開關頻率由R9、C12決定。反饋信號通過電阻R10、R11進入2腳，通過芯片內容高增益誤差放大器構成控制環節，調節6腳輸出占空比大小。開關管電流通過R13進行采樣進入引腳3，當流過開關管電流超過給定值時，關斷開關管。

3.3 恒流限壓控制電路設計

如前所述，LED驅動電源必須采用恒流方式。恒流控制的方式很多，此處主要利用AP4310作為主控芯片，來實現恒流限壓輸出，AP4310內部結構主要是由2個運放組成，如圖5所示。AP4310的3號引腳自帶一個2.5V的基準電壓（第一個運放的正向輸入端），通過R20、R21輸出電壓采樣反向輸入端（2號引腳），該運放構成電壓控制環，當方向輸入電壓過2.5V，輸出端為低，這樣反饋信號從光耦通過二極管D8到運放1的輸出端，從而實現限壓功能。同理，運放2用于調節電流，其同相端的參考電壓值由R22、R23決定，反向輸入端為從R16采樣電流反饋的電壓值，當過流時，其反相端電壓超過同相，運放輸出低電位，從而使光耦通過二極管D9導通，反饋到開關模塊進行調節電流。

4 實驗測試

根據以上設計電路，在實驗室制作了一款LED驅動電源，實物圖片如圖6所示。

功率因素校正部分實驗結果如圖7和圖8所示。圖7為PFC電路電感電流和PWM驅動波形，圖8 PFC電路電感電流和輸出交流電壓波形，通過圖中可看出輸入電流呈正弦，與輸入電壓相位接近，系統功率因素較整流電路有較大提高。

后級反激式DC/DC電路波形如圖9和圖10所示。圖9中頻率為71KHZ，占空比為36.49%。圖8為樣機輸出電壓和電流波形。

從以上波形可看出，設計的LED 驅動電源能較好的完成功率因素校正和恒流輸出驅動LED發光的功能。

5 總 結

本次設計根據LED的驅動電源設計要求和，對從功率因素和電路能量變換角度確定了電路拓撲結構；在此基礎上，設計了一款高功率因素的LED恒流驅動電源，通過實驗驗證了LED驅動電路的有效性。

參考文獻

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[4] 房滕.90WLED驅動器的設計[D].杭州：杭州電子科技大學，2010.

篇（3）

1 引言

LED照明以其發光效率高，使用壽命長，亮度控制簡單和環保的優勢，迅速受到廣大用戶的歡迎。作為新型的節能光源，LED燈具會逐步地取代傳統的白熾燈泡。LED照明的不斷普及對調光和控制技術提出了越來越高的要求。當前用戶主要關心的是，LED燈具必須要使用安全、重量輕、壽命長、不影響用戶健康，并可適用于現有的調光設備以及可以承受的價格。并且LED照明燈具調節亮度功能的調光器目前在LED照明上顯得十分的重要，也是目前LED燈具和顯示屏等必須注重的環節。如今LED照明燈具已經成為21世紀新型的主流技術，標志之一就是大量LED照明燈具標準和規范的陸續出臺。目前照明既要用針對白熾燈的調光器來實現調光控制功能，又要實現高功率因數性能，因此對目前的LED驅動電源設計提出了更高的要求，是否兼容白熾燈的調光系統，是否滿足新的數字化調光系統的需求等，這些都是以后我們在LED驅動電源設計是必須解決的問題。

2 LED調光技術分析

隨著照明燈具的飛速發展，用戶對照明燈具智能化程度的要求越來越高，希望通過智能化調光能進一步實現節能減排，而LED的可控性特點非常好的順應了市場的需求，可以做多種調光方式滿足不同用戶的各種需求，以下我們簡單分析目前大量應用的幾種LED調光技術。

2.1 （TRIAC）可控硅調光技術

普通的白熾燈和鹵素燈通常采用可控硅來調光。因為白熾燈和鹵素燈是一個純阻器件，它不要求輸入電壓一定是正弦波，因為它的電流波形永遠和電壓波形一樣，所以不管電壓波形如何偏離正弦波，只要改變輸入電壓的有效值，就可以調光。采用可控硅就是對交流電的正弦波加以切割而達到改變其有效值的目的。負載是和可控硅開關串聯的。可控硅調光電路的原理圖和波形圖如圖1所示：

改變可變電阻的分壓比就可以改變其導通角，從而實現改變其有效值的目的。通常這個電位器帶一個開關，接在n的輸入端，用于開關燈。

LED燈要想實現可調光，其電源必須能夠分析可控硅控制器的可變相位角輸出，以便對流向LED的恒流進行單向調整。在維持調光器正常工作的同時做到這一點非常困難，往往會導致性能不佳。問題可以表現為啟動速度慢，閃爍、光照不均勻，或在調整光亮度時出現閃爍。此外，還存在元件間不一致以及LED燈發出不需要的音頻噪聲等問題。這些負面情況通常是由誤觸發或過早關斷可控硅以及LED電流控制不當等因素共同造成的。誤觸發的根本原因是在可控硅導通時出現了電流振蕩。可控硅導通時，AC市電電壓幾乎同時施加到LED燈電源的LC輸入濾波器，施加到電感的電壓階躍會導致振蕩。如果調光器電流在振蕩期間低于可控硅電流，可控硅將停止導電。可控硅觸發電路充電，然后重新導通調光器。這種不規則的多次可控硅重啟動，可使LED燈產生不需要的音頻噪聲和閃爍。設計更為簡單的 EMI濾波器有助于降低此類不必要的振蕩。要想實現成功調光，輸入EMI濾波器電感和電容還必須盡可能地小。

2.2 脈沖寬度調制（PWM）調光技術

篇（4）

目前，太陽能路燈應用日趨廣泛，太陽能路燈采用蓄電池供電，供電電壓一般在12.6V左右，采用大功率LED光源取代了傳統的無極燈和鈉燈，LED照明光源功率一般在10W到60W之間，需要的驅動電壓與LED燈珠串聯數相關，電壓一般均在15V以上，需要的驅動電流與LED并聯數相關，一款好的驅動電源能夠有效的提高蓄電池的使用壽命，減小大功率LED光源的光衰，因此，設計一款蓄電池供電功率可調的LED驅動電源，具有很好的應用價值。

一．功率照明LED的特性

大功率照明LED利用PN結發光的原理，PN結加反向電壓，少數載流子難以注入，故不發光。當PN結處于正向工作狀態時（即兩端加上正向電壓），電流從LED陽極流向陰極時，半導體晶體就發出從紫外到紅外不同顏色的光線，光的強弱與電流有關[1]。目前，路燈LED燈具均采用1W功率LED芯片，采用多串多并的方式構成不同功率的光源。1WLED光源的正向工作電壓一般情況下為3.2V，正向工作電流IF一般為350mA。功率LED芯片是低電壓、大電流驅動的器件，其發光強度由流過LED的電流大小決定。電流過大會引起LED光衰減，電流過小會影響LED的發光強度。因此，LED的驅動需要提供恒流電源，以保證大功率LED使用的安全性，同時達到理想的發光強度。在LED照明領域，為體現出LED燈節能和長壽命的特點，正確選擇LED驅動IC至關重要。沒有好的驅動IC的匹配，LED照明的優勢無法體現出來。

二．功率LED驅動電源的設計

（一）XL6006簡介

XL6006是芯龍公司設計的一顆突破傳統電路拓撲結構，結合HVBCD工藝，大電流，高壓DC/DC升壓恒流LED驅動IC，有如下特點：1.具有較寬的直流3.6V到32V輸入電壓范圍（低壓可以兼顧鋰電供電）2. 最高升壓可到60V，可驅動串聯16顆1W LED；3. 最大開關電流5A，可驅動0~50W功率的LED；4. EN腳可實現PWM調光，且自帶軟啟動功能；5.低至0.2V參考電壓，可以有效提高系統效率 6.輸出60V過壓保護功能； 7.內置過熱保護功能。其優勢為：寬電壓輸入，大電流輸出，電路簡單。 XL6006應用簡單，其普通DC/DC升壓拓撲結構，效率高達95%，適用于基于LED的汽車、路燈、太陽能燈及LED背光驅動的應用。

（二）XL6006電路設計

XL6006是一個180KHz的固定頻率PWM降壓DC-DC轉換器，5A開關電流能力，該電路應用簡單，外部元器件比較少。鑒于LED領域的系統需求，內部除了常規的限流電路，過溫度保護，開路保護外，還內置了專用LED的CC。CC是通過電阻RCS測量LED電流并實現電流模式控制，在正常工作情況，LED電流由0.22V的PWM控制器內部參考電壓除以RCS電阻值所決定。即I=0.22V/RCS，因為RCS兩端的電壓降在正常工作條件下將一直保持在0.22V，OVP是芯片內部有開路保護，保護電壓52V左右，芯片外部通過電阻R1和R2測量輸出電壓并實現電壓模式控制，實現二次開路保護，一般OVP設置為比正常輸出電壓高20%。在芯片正常工作的時候，CC起作用；當CC這一路出現問題，OVP鉗位輸出電壓，使LED不會承受較大功率而燒毀。PWM調光這一塊也可以調節1腳EN來實現，EN的邏輯關系是一旦這一點電位高于1.4V，芯片輸出正常。低于0.8V芯片不工作。由于芯片本身的頻率只有180K，內置軟啟動電路電路，所以在一定占空比的條件下，PWM 調光的速率不應該太快，建議在100KHZ-300KHZ；也可以通過FB來實現對芯片的PWM調光控制，高電平高于1V，芯片關斷，低于0.3V，芯片開啟[2]。XL6006電路如圖1所示。

XL6006電路采用了4位撥碼開關，分別連接了4個高精度低阻值電阻，4個電阻的阻值分別為0.15歐、0.18歐、0.24歐、0.36歐；根據官方公司提供的公式I=0.22V/RCS可知，4路的電流分別為1466mA﹑1222mA、917mA、611mA， 可以分別支持5并﹑4并、3并、2并LED光源。L1為大電流磁環電感，用于升壓；SS36為4A肖基特二極管，D10為56V穩壓管，R19電阻用于空載時對XL6006芯片進行保護；BV+ BV-為蓄電池接入正負極，LV+ LV-為LED光源的正負極。D11是PWM信號的接入單向二極管，防止信號反串。

（三）功率調節電路設計

PWM是脈寬調制的縮寫，實際上是脈沖波形，其最重要的一個技術指標是占空比。占空比是指脈沖波形中，高電平時間在周期里所占的比例。如果用PWM波作為驅動信號，可以控制送到負載上的“等效電流”值，通過調節PWM波的占空比，調節負載上的等效電流，又因為LED光源的光的強度與通過的電流有關，所以調節調節PWM波的占空比，即可調光。

因此調光電路的設計就是要設計產生占空比可調的PWM信號的電路，利用555定時器可以容易的產生PWM信號。占空比可調PWM信號發生器電路如圖2所示。

如圖2所示，555定時器與R1、R2、W1、D1、D2和C1組成了無穩態多諧振蕩器，D1和D2分別為充電放電的導引管[3]。

以上公式不管W1如何調節，脈沖周期是不變的，占空比是變化的。

三．結束語

本設計的太陽能路燈LED驅動電源性能穩定，可支持多并多串LED光源，LED光源功率范圍在6W-48W之間；并采用555定時器產生PWM信號實現了功率可調，經測試系統轉換效率高達90%以上，具有功耗低、性能穩定等特點。目前已經進入大批量生產，并取得了較好的使用效果。此解決方案對從事太陽能相關產品的研發具有一定的參考價值。

參考文獻：

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1 引言

有機電激發光二極管（Organic LightEmitting Diode，OLED）由于同時具備自發光，不需背光源、對比度高、厚度薄、視角廣、反應速度快、可用于撓曲性面板、使用溫度范圍廣、構造及制程較簡單等優異特性，被認為是下一代的平面顯示器新興應用技術。OLED由非常薄的有機材料涂層和玻璃基板構成。當有電荷通過時這些有機材料就會發光。由于OLED具有以上特點，近年來，在手持紅外設備的顯示組件中，OLED已經廣泛的取代了原有的CRT顯示組件。

2 顯示驅動板原理介紹

OLED顯示組件由OLED屏及顯示驅動板組成，OLED顯示屏采用北方光電的SVGA060顯示屏，該顯示屏具有視頻格式自動檢測、自動增益控制等特性。輸出分辨率為768×576，支持單色或彩色信號。由于顯示屏是數字視頻接口，而紅外熱像儀輸出的是模擬視頻信號，顯示驅動板的主要作用是對熱像儀輸出的視頻信號進行AD轉換，并提供顯示板工作所需的電源及控制串口。

3 基于TPS65053的顯示驅動電路電源的改進

原OLED驅動板視頻AD采用TI公司的ADV5150，單片機采用SiliconLab公司的C8051F330。電源部分，由于該系統需要5V，3.3V，1.8V3個數字電源，而熱像儀給出的輸出電源只有5V，原設計中考慮到電源紋波對顯示效果的影響，對5V到3.3V和1.8V的轉換采用LT公司的微封裝LDO――LT1761ES53.3和LT1761ES51.8，顯示驅動板的單板電流為70mA左右，加上OLED屏，總電流為100mA左右，一套OLED顯示組件的功耗為500mW左右。當今手持設備趨于小型化、低功耗化，這樣的功耗是比較大的。因此，考慮采用開關電源來代替LDO，完成5V到3.3V和1.8V的變換，因開關電源的轉換效率很高，如TI公司生產的TPS65053，其效率可達92%以上，可有效降低顯示組件的功耗。TPS65053內部集成2路開關電源，輸入電壓最大值為6V，兩路DCDC可分別提供1A的驅動能力，集成度高，單片面積小，非常適合顯示驅動電路的使用。TPS65053的電源設計如圖2所示。

4 電源輸出紋波的壓制

考慮到輸出紋波對顯示效果的影響，需設計電路對輸出電壓的紋波進行壓制。受制于驅動板的實際板尺寸（26*26mm），采用輸出電容加三端濾波器進行電源濾波，因TPS65053本身的設計原理限制，該電源的輸出紋波本身就比較小，而對輸入紋波有較大的影響，為防止其影響輸入的5V，故在輸入端也增加三端濾波器及磁珠，以抑制紋波。

5 實驗效果

通過制板實驗，使用開關電源的顯示驅動電路的單板電流為35mA左右，整套OLED顯示組件的總電流降至57mA左右，總功耗為285mW左右，相比于原顯示組件，功耗降低了約1/2。因電路設計合理，紋波抑制較為理想，3.3V與1.8V的電源輸出紋波均在50mV以下，5V的輸入紋波也沒有明顯的增加，顯示效果與原方案無明顯區別。因顯示組件的功耗大大降低，發熱明顯減少，OLED的使用壽命得以延長。

目前，該顯示組件已應用于某型便攜式紅外夜視儀和某型紅外瞄準具中。紅外夜視儀為雙目設計，采用新顯示組件后，總電流由800mA左右降低到720mA左右，使用時間延長了約10%；而紅外瞄準具是單目設計，采用新顯示組件后，整機電流由320mA降低到275mA，使用時間延長了約14%，取得了良好的應用效果。

參考文獻：

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電子電路內的很多元器件的參數值在分散化加工、外界因素與老化反應的制約性常常會出現與標準值偏離的現象，而電子線路可靠性容差設計能夠對上述現象起到緩解作用。本文在整合前人研究成果的基礎上，應用了正交試驗與均勻試驗這兩種數學手段，旨在實現優化以EDA為基準的可靠性容差設計方法，確保LED控制電路輸出功率的實效性。

1 可靠性容差設計方式方法

1.1 正交試驗的靈敏度分析

電路靈敏度實質上就是電子電路每個電路元器件參數對其輸出特性的敏感程度。通常應用相對靈敏度去判別因素對目標特性造成的干擾程度，其可以用電路輸出特性的相對變化量和元器件參檔南嘍員浠量之間的比值得出來。設f=f（x1，x2，x3…xn），其中f―電路的輸出特性，xi―電路的輸入特性。如果x10，x20…xn0為n個元器件參數的中心值，可以推導出Sfxi（相對靈敏度）的數學表達式如下：

在電路系統內部元器件類型多樣化的情況下，電源靈敏度分析工作也將是繁重的，所以實驗設計方式的輔助是優化試驗質量的有效對策。正交試驗為多因素試驗的一種類型，其在整體試驗中挑選出關鍵點開展試驗，這些關鍵點帶有勻稱性與整齊性特征，具有較高的應用價值。在對LED路燈恒流驅動電源可靠性容差開展正交試驗過程中，通常應用極差分析法達到對其靈敏度分析這一目標。

1.2 均勻試驗的容差分析

在對LED路燈恒流驅動電源可靠性容差分析過程中，蒙特―卡羅分析方法具有較高的應用率。其應用原理可以概述為，當電路元部件參數與某種分布形態相匹配之時，借助組成電路系統的一些參數抽樣值去實現分析電路性能參數偏差。該統計分析方法所取得的結果和真實值最為貼近，但是需要進行多次試驗。

2 基于EDA仿真技術的LED路燈恒流驅動電源可靠性容差設計模式

在EDA仿真技術的協助下，LED路燈恒流驅動電源可靠性容差設計方法的程序圖可以用圖1表示出來。

對上述程序圖進行解析，可以將LED電子線路可靠性容差設計方法分解為以下兩個過程：過程Ⅰ為程序圖中的1～3，其宗旨是明確電路性質與可靠度標準，并借助EAD軟件開展仿真工作；過程Ⅱ為程序圖中的4～8，在電子線路EAD模型、蒙特-卡羅分析、正交試驗、均勻試驗等數學方式方法的協助下，對LED路燈恒流驅動電源的容差進行科學的分析與配置，最后獲得確切的容差設計結果。在沒有滿足標準的容差配置方案的情況下，需要進行9對LED電路參數進行重新設計與規劃。

3 探究LED路燈恒流驅動電源技術標準

眾所周知，LED路燈工作電壓值處于較低的層次上，多數為（3.4士0.2）V，單顆LED芯片功率工作電流在0.20-1.40之間波動，并且為單向傳導模式。為了確保LED路燈功率的正常輸出，需要借助驅動電源把220V市電轉變為LED正常工作的特定電壓與電流。面對市面上多種LED路燈驅動電源，在對其選擇之時應該對以下幾點進行考慮：

3.1 輸出恒流性優良

參照LED的電學屬性，其安裝的驅動電源務必要確保流經LED電路的電流始終維持恒流狀態，也就是對LED紋波電流施以管控手段，使其電流值始終小于平均電流的20%。

3.2 LED驅動電源的功率因數（PF）應該處于較高的檔次上

現階段市面上銷售的驅動電源都備有功率因數指標標準，所以可以借助功率因數校正（PFC）技術去實現提高驅動電源功率因數這一目標。

3.3 LED驅動電源應該體現出高效性

LED驅動電源效率在有所保障之時，不僅僅可以強化LED路燈發光明亮度，實現節能降耗這一目標達到節能的目的，同時借助降低能耗量的途徑，達到降低LED表面溫度的目標，這樣LED路燈的使用年限就會延長。

3.4 驅動電源應該具備抑制電磁干擾（EMD）的功能

上述目標的實現，可以采取將EMI濾波器安裝進LED驅動電源輸入端口的形式，過濾剔除掉電網的干擾，同時預防驅動電源干擾電網。

4 結束語

現階段，LED路燈驅動電源面對的最大問題就是使用年限過短，而導致這一問題衍生出來出的主要原因在于LED路燈驅動電源需配置電解電容。應用多樣化數學手段可以實現優化ED路燈恒流驅動電源可靠性容差設計方案的目標，從而為LED路燈恒流驅動電源的可靠性指標的確立及模型的完善奠定基礎，使LED路燈的智能調光優勢彰顯出來，為無線調光技術的發展鋪路墊石。

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一、LED路燈的電源驅動原理

近些年隨著大功率的LED發光技術的升級，大功率的白光LED進入了照明市場，越來越多的被應用于通用照明領域。因為LED本身具有高光效、壽命長、抗浪涌能力差等特點，以此LED路燈的電源控制和驅動系統就成為了保證其功能和高效的重要基礎。

為了設計出更加安全可靠的電源驅動器，必須對其工作原理進行了解。下面就對LED路燈電源驅動器的基本工作原理進行簡要的介紹：主要的系統設計是處采用隔離變壓器、PEC控制電源開關，并保證輸出為恒定的電壓，完成對LED路燈的驅動。因為實際中LED的抗浪涌的能力較差，尤其是對反向電壓更為敏感。所以在電源控制中應當注意對這方面的保護效果的提高。同時，LED路燈主要的工作狀況是戶外，因此要增加對防浪涌的措施。因為對其供電的電網容易受到雷電的干擾，從而產生感應電流而涌入電網，從而導致對LED的破壞。所以電源的驅動也應當具備抑制浪涌的功能，達到保護LED的效果。此時采用的EMI濾波電路就起到了這種防止電網諧波串入的模塊，以此保護路燈的電路正常工作。

二、LED路燈的電源驅動器的設計

1、驅動器設計簡述

針對LED路燈系統的電源控制器的設計需要考慮到其特地和基本要求才能達到目的。具體的情況如下：此系統中的每個路燈的功率在 100W以內；為了提高路燈的實用性，路燈的LED被分為若干小組，每組LED則是串聯驅動節能高效，組與組之間為隔離驅動，保證單組損壞而不影響整個LED的工作；為了提高路燈的安全性，輸入和輸出系統需要有電氣隔離；電源的公因數必須維持在較高的水平。

在設計中為了滿足以上的基本需求，通常采用的是AC/DC恒壓電源和多路控制的DC/DC恒定流動驅動級聯的方式完成對多路的LED驅動。AC/DC部分采用的是反激形式拓撲，輸出的功率可以滿足LED的功率；DC/DC的部分采用國半德爾LED恒定電流芯片。其中在AC/DC部分所采用的反激式的電源所產生的損耗將影響電源的效率，其損耗主要有：一次場效應晶體管的損耗，主要是導通和開關損耗；二次側的整流二極管造成的功率損耗；高頻變壓的固有的鐵損、銅損、漏感損耗等，為了提高整個電源的高效率就應當對上面三種情況進行控制。

2、控制形式和零電壓設計

在提高效率的設計中，如采用ST所生產的L6562作為控制芯片，此芯片是一種較為經濟的功率因數校正控制元器件。反激方式電源工作是在不連續導電的模式下進行工作的，通過前端的濾波其進行自動調整實現高功率。為了減小場效應晶體管損耗，利用與芯片相適應的器件，這樣可以有效的降低在導通時出現的損耗，同時還可以利用準諧振的技術實現場效應晶體管的零電壓導通，完成對開關損耗的控制cssci期刊目錄。

3、同步整流設計

通常的反激式開關在利用中二次側的整流二級管也會形成較大的損耗，為了實現高效率可以利用具有低導通降壓的二極管來緩解著高損耗的問題，但是實踐中看，此種改進的效果并不明顯，同時一些設計中輸出的的電壓較高，而肖特基二極管的反向耐壓性能并不理想，所以其不能滿足高效率需求。

實踐證明較好的方法是采用同步整流技術對功率進行調整，利用導通電阻較低的場效應晶體管代替整流二極管。同步整流方式可以分為外驅動和內驅動兩種，工作原理也可分為電壓型和電流型、諧振型驅動等。這些同步驅動的方式各自有其優勢和不足。其中一種較為實用的是電流同步的控制驅動方案，但是因為驅動中選擇了場效應晶體管門極驅動電壓鉗位在輸出電壓上，而門極穿電壓通常較低，因此要采用此種方法就要降低輸出電壓。

所以可以采用混合型的同步整流方法，其工作的原理為在兩個變壓器上的兩個繞組為T3、T4，其中T3設計為二次繞組主要負責能量的傳遞，T4則為輔助繞組。在T4上的電壓隨著T3電壓的升高而升高，用于開啟同步整流用場效應管。此時的電流互感器中的兩個繞組也起到不同的作用，初級繞組是串聯在主電路中，是檢驗流經的場效應管的電流，當該繞組中的電流下降到0的時候節能高效，另一個繞組則將場效應管斷開。所以此種方案可以利用電壓信號來控制場效應晶體管的導通，電流信號澤爾負責其關閉，不僅僅提高了效率還可以穩定的工作，控制了無開通的情況。

4、變壓器的高效率設計

高頻率變壓器是隔離形式的電源中不可或缺的器件，在提升效率的方面也有著重要的作用。變壓的損耗主要來自銅損、鐵損、漏感損耗，此三者的損耗可以通過必要的手段進性損耗的控制，但是控制的措施不能完全達到綜合高效的目標效果。因此，新型的變壓器技術將高頻率供電系統進行了升級。此種變壓器的技術日趨成熟，主要特點是高度低，利用底部面積大的平面磁芯。此種變壓器采用的繞著是螺旋印制線構成。和以往的變壓器相比此種平面型的變壓效果更高，工作效率也得到了提升，且體積小、漏感小、導熱性好、一致性強等。雖然其距離應用還有一段時間，但是可以成為高端應用領域的替代產品。

三、結束語

LED路燈系統的高效率電源驅動器的設計，其首要的目的就是保證路燈的高頻率工況，同時防止供電系統中的干擾侵入到路燈系統中而造成損壞。其次，利用多種復合電路和晶體管來提高供電過程中的各種線路損耗，提高供電的效率，以此達到安全、高效的目的。

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ADA4940-1允許用戶進行必要的信號調理，例如使用4個電阻衰減或放大信號，從而獲得更大的動態范圍。增益由反饋電阻（R2=R4）和增益電阻（R1=R3）比率來設定，R1=R2=R3=R4=lkΩ。對于平衡差分輸入信號，有效輸入阻抗為2×增益電阻（Rl或R3）=2kΩ，對于非平衡（單端）輸入信號，有效阻抗約為1.33kΩ。

需要時，可在輸入端并聯一個端接電阻。

一個單極點2. 7MHz R-C（22Ω，2.7nF）濾波器放在運算放大器輸出和ADC輸入之間，有助干在ADC輸入端限制噪聲，減少來自SARADC輸入端容性DAC的反沖。

AD7982采用2.5V VDD單電源供電，使用5V基準電壓源和3V VIO時，1MSPS下的功耗僅為6.lmW。此外，該器件的功耗和吞吐速率呈線性變化關系，如圖2所示。它內置一個低功耗、高速、18位采樣ADC和一個多功能數字串行接口。ADC的基準電壓可獨立于電源電壓（VDD）進行設置，后者決定ADC的輸入滿量程范圍。這種情況下，用于AD7982的5V基準電壓源從AD R435精密帶隙基準電壓源輸出，并在外部施加于REF引腳；該基準電壓源采用板載7.5V電源供電，典型功耗為4.65mW。

ADA4940-1采用5V單電源供電，功耗典型值為6.25mW。該器件的軌到軌輸出可驅動至供電軌的O.1V范圍內，而音頻頻率范圍的交流性能下降幅度極小。其輸出擺幅范圍為0-5V，共模電壓為2.5V，能為ADC提供滿量程輸入。

數據采集系統包括ADC驅動器、ADC和基準電壓源的總功耗約為17mW。

全差分ADC驅動器噪聲分析

這款18位、1MSPS數據采集系統的預期SNR理論值可通過每個噪聲源的和方根（RSS）計算得到。

ADA4940-I在100 kHz時的低噪聲性能典型值為3.9nV/√Hz，如圖3所示。

必須計算差分放大器的噪聲增益，以便計算等效的輸出噪聲。

差分放大器的噪聲增益為：NG=2/（β1+β2）=2V/V；其中，β1=R1/（RI+R2）=0.5，β2=R3/（R3+R4）=0.5，兩者皆為反饋系數。

應當考慮下列差分放大器噪聲源：

由于ADA4940-1輸入電壓噪聲為3. 9nV/√Hz，其差分輸出噪聲應當為7. 8nV/√Hz。

ADA4940-1數據手冊中的共模輸入電壓噪聲（eOCM）為83 nV/√Hz，因此其輸出噪聲為eOCMx（β1 β2）×NG=O。

給定帶寬條件下，R1、R2、R3和R4電阻噪聲可根據約翰遜奈奎斯特噪聲方程計算。eRn=√4KBTR；其中，KB為玻爾茲曼常數（1.38065×l0-23：J/K），T為電阻絕對溫度（開爾文），R為電阻值（Ω）。來自反饋電阻的噪聲為e R2=e R4=4. 07nV/√Hz。來自R 1的噪聲為eRlx（1 β1）×NG=4.07nV/√Hz，來自R 3的噪聲為×（1-β2） xNG=4.07nV/√Hz。

ADA4940-1數據手冊中的電流噪聲為0.8lpA/√Hz。

反相輸入電壓噪聲：iIN×R1∥R2×NG=O. 8lnV/√Hz.

同相輸入電壓噪聲：iIN+×R3∥R4×NG=0.8lnV/√Hz。

因此，來自ADA4940的等效輸出噪聲貢獻為：

ADC輸入端（RC濾波器之后）的總積分噪聲為11.33nV/√Hz×√（2.7×1.57MHz）=23.26μVrms。

AD7982的均方根噪聲可根據數據手冊中的5V基準電壓源典型信噪比（SNR，98 dB）計算得到。

根據這些數據，ADC驅動器和ADC的總噪聲貢獻為：

注意，本例中忽略來自基準電壓源的噪聲，因為它非常小。

因此，數據采集系統的理論SNR可根據下式近似計算。 為了對此電路進行測試，音頻精密信號發生器產生IOVpp差分輸出，以便最大程度提升5V基準電壓源情況下的ADC動態范圍。輸出共模電壓為2.5V時，ADA4940-1各輸出的擺幅在0-5V之間，相位相反，向ADC輸入端提供增益為1、IOVpp的差分信號。AD7982在lkHz輸入信號時，如圖4中的FFT性能圖所示，SNR典型值為96.67dB，THD典型值為111.03dB。這種情況下測得的SNR為96.67 dB，非常接近上文中的96.95dB SNR理論估算值。與數據手冊中98dB的SNR相比，SNR的降低來自干ADA4940差分放大器電路的等效輸出噪聲。

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AP3029簡介

AP3029是將開關管與肖特基二極管集成在內的PWM(脈沖寬度調制)模式的升壓型變換器。它僅通過幾顆外部器件一升壓電感，輸入、輸出電容，反饋電阻來完成對負載WLED的驅動。而且，AP3029有著較高的頻率(1.2MHz)，這樣還可以減小外部電感的尺寸，更加節省了系統的空間。

AP3029輸入電壓為2.5～16V，正常工作時采用輸出恒定電流控制模式，輸出電流是通過內部的基準電壓和外部的反饋電阻來控制的。其內部的基準電壓較低，只有200mV，這在一定程度上降低了驅動損耗，提高了工作效率。

AP3029的輸出電壓是由負載WLED的串聯個數來決定的，如果輸出WLED出現斷路情況，AP3029會將輸出電壓自動鉗位在27V，實現過電壓保護。

AP3029內部有軟啟動功能，在系統啟動時，輸出電壓變得很平滑，且輸入沖擊電流也得到了限制。

典型應用方案

1驅動串聯WLED應用方案

通常，小尺寸的顯示屏幕上需要2～6顆WLED做背光，普通WLED一般工作在3.2V/20mA。圖為基于AP3029設計的6顆串聯WLED驅動電路。根據屏幕尺寸不同可以調整WLED的數目。

AP3029 通過反饋電阻Rl對WLED進行恒定電流驅動，ILED=VFB/RI。輸出電壓即六顆WLED的正向電壓，為6×3.2+0.2=19.4V，輸出功率為388mW。

2驅動并聯WLED應用方案

隨著便攜式數碼產品顯示屏幕尺寸的增大，顯示模塊所需要WLED的數量也隨之增加，這樣就對WLED驅動芯片的性能及驅動能力提出了更高的要求。

AP3029驅動能力強的特點在大尺寸顯示屏的背光驅動設計中得到了充分的發揮。由于大部分便攜式數碼產品都由鋰電池供電，單節鋰電池的輸出電壓范圍通常為3.2～4.2V。所以，驅動6顆以上的WLED通常采取并聯驅動方式，將輸出電壓控制在合理的范圍內。圖即為AP3029并聯驅動WLED典型應用方案。

即AP3029在85℃下驅動10顆WLED時，輸出電流與反饋電壓VFB的關系。如果AP3029驅動能力足夠，VFB將會隨著輸出電流的增大基本保持不變。

在該典型應用下，正常輸出電流為40mA。從表3的數據可以看出，AP3029在85℃下驅動10顆WLED還會有一定的容量。所以，AP3029完全可以滿足驅動10顆WLED的要求。

在并聯方案中，最值得注意的就是兩排WLED的電流匹配問題。假如直接將兩串WLED并聯，該拓撲決定了兩串WLED的正向電壓之和。由圖3可知，WLED的正向壓降VF存在一定的差異，且共工作點附近(IF=20mA)的動態阻抗很小。因此，兩串WLED的正向電流會存在較大的差異，使輸出電流不能匹配。該情況會導致兩排WLED的亮度產生明顯差異，嚴重影響了顯示效果。

為了解決上述問題，可以在輸出端使用PNP對管來實現輸出電流的匹配。連接方式見圖。在這里，要推薦使用集成PNP對管，且放大系數β>>2，這樣可以保證兩個PNP管的特征參數基本一致，減小誤差，達到更好的均流效果。

表給出了在不同的輸入電壓下，兩排WLED(每排五個WLED)在加入均流設計前后的電流分配情況。

可以看出，輸出電流經過均流設計后，電流分配情況有了本質的提高，完全滿足WLED背光驅動中的電流匹配要求。

以上所介紹的AP3029兩種驅動方式，已經過驗證，結果可行。

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引言

隨著全球經濟的發展，節能和環保問題日益突出，作為解決該問題的方法之一的電動車實用化逐漸受到各個國家的重視。

由于感應電動機具有小型輕量、效率較高、結構簡單、價格低廉、容易維護、寬范圍的恒功率控制容易實現等優點，從而在電動車驅動系統中得到了廣泛的應用。雖然感應電動機需要滯后的無功電流來建立磁場，導致其功率因數較低，低速輕載運行時效率很低；然而可以通過控制電機來改變其在確定的定轉子角頻率和負載轉矩下的運行工況，此時電動機輸入功率將要發生變化，效率在電機輸出功率保持不變的情況下也會發生變化，其關鍵是電動機與逆變器的損耗，控制某個（或幾個） 變量把電動機損耗降為最小，那么該工況的最大效率控制點也就找到了。因此在電動機的設計及控制上有其特殊性，需要綜合系統的特性和要求進行優化設計[1，2]。

1.電磁有限元方法

1864年，Maxwell在總結前人工作的基礎上，提出了適用于宏觀電磁現象的數學模型，稱之為Maxwell方程組。它是電磁理論的基礎，也是隨后出現的工程電磁場數值分析的出發點。

有限元的思想最早由Courant于1943年提出的。20世紀50年代初期，在復雜的航空結構分析中最先得到應用。有限元法以變分原理為基礎，用剖分插值的辦法建立各自由度間的相互關系，把二次泛函的極值問題轉化為一組多元代數方程組來求解。它能使復雜結構、復雜邊界情況的定解問題得到解答。1965 年，Winslow 首先將有限元法應用于電氣工程問題，用以分析加速器磁鐵的飽和效應。而電機內的電磁場問題的第一個通用非線性變分表述，則是由 P.Silvester 和 M. V. K.Chari于 1970 年提出的。此后，有限元法得到了快速發展，被認為是電機工程領域內發展得最迅速的一種技術，并陸續應用于各種電工問題[3]。

1.1 基本理論[4，5，6]

1.2 邊界條件

電磁場的分析和計算通常歸結為求偏微分方程的解，而為了得到唯一解，必須在該區域的邊界上給出足夠的信息，即邊界條件，這也是在Helmboltz定理中所明確指出的。

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2.EMC120型電機建模、分析

EMC120為我公司針對電動汽車與某電機廠家聯合設計的一款驅動電機，其基本結構為三相異步電動機，采用水冷機殼。

根據上述模型在指定材料特性，設置邊界和源的條件后，進行有限元求解。經過后有限元的處理功能，可以得到如圖所示的電機磁力線分布，圖 3中為電機轉速在 1780r/min空載時的磁場分布圖。圖中我們可以明顯看出電機的6個磁極，觀察顏色變化及疏密程度不同，可以直觀的找出電機磁通的最大和最小位置。

2.1 電機性能曲線

經過有限元后處理功能，我們能方便的得到想要的電機瞬態性能曲線。下圖5為電機空載時的速度與時間的曲線。

2.2 設計值與試驗值的對比分析

本文所計算的電機主要參數與實測值對比見下表。

由上表可知，在二維有限元電磁場計算出的主要性能參數與實際值相差很小。2D電磁場的有限元法已經足以滿足工程計算的需要，它比以往的磁路計算方法更貼近工程問題的物理本質現象，不受結構變化的影響，可以適用于各種電磁場情況。其直觀、方便的后處理功能使設計人員不用過多的與大量而繁雜的數據接觸，減少不必要的失誤。

結束語：

軟件的操作與運行環境已經有了長足的進步，開發出了一批電磁場分析的商品軟件，其中包括用以計算三維恒定電、磁場和渦流場及其后處理的功能，在實際工作中給設計工程師帶來了很大的方便。利用計算電磁學的工具已能夠進行電磁設備的有效設計，避免制造昂貴的樣機，能夠研究許多傳統方法不能解決的問題，因而這一工具在電機工業領域得到了日益廣泛的應用。

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隨著職業院校電子專業建設與社會需求的緊密程度越來越高，電子產品設計與制作課程也成為中高職業院校電類專業畢業設計的重要課程，它集實用性、技術性、趣味性于一體，以實訓教學為主，通過教學提高學生對已學電子技術與技能基礎知識的實際應用能力。由于這門課程既要求有較好的電子技術知識，又要有一定的邏輯思維能力，對于職校生來說，具有一定難度。而傳統的教學模式往往是先講理論，然后配以實訓，等到開始實訓時，大部分學生因忘記理論知識或者對其理解得不夠深入而在實訓時無從下手，因而常常感到厭煩和懼怕這門課程。為解決這種問題，我們通過分析學生掌握知識的現狀、學校現有電子設計與制作的實訓設備以及企業對學生的崗位技術考核要求，確定采用項目驅動法來組織這門課程的教學。

一、教學準備

電子產品設計與制作課程強調的是扎實的電子專業理論基礎、熟悉電子專業特定的工藝規程和方法以及心到、眼到、手到。特別是隨著電子技術的發展，電子產品的使用條件越來越復雜，質量要求越來越高，這些都對職業院校電子產品設計與制作的教學提出了更高的要求，以往那種傳統式的教學模式已不能滿足企業對電子技術人才培養的要求。為此，我院教師依據國家電子技術應用專業教學指導方案，以及行業職業技術規范和現代電子企業的生產技術要求，由長期從事電子技術應用專業教學、考評工作、具有豐富實踐經驗的教師與相關行業企業專家合作開展教學攻關，共同制定教學大綱、教學計劃以及教學內容。另一方面，狠抓學生電子技術基礎素養的培養。針對職校生生源質量逐年降低的客觀現實，在教學管理、教學手段、教學方法上下大力氣，通過開設電子應用興趣小組、成立學院電子技術協會，激發學生的學習電子專業技術的興趣。同時邀請企業一線的工程師、技術人員“傳經送寶”，及時在教學內容中引入電子行業的最新技術、最新工藝、最新操作規程。通過這些舉措，真正實現了我院電子產品設計與制作課程教學與企業就業的“無縫對接”。

二、項目驅動法的內涵

項目驅動教學法是近年來職業院校使用較為廣泛的教學法，由于其能夠很好地實現職業教育的關鍵能力培養的目標，因此深受好評。在電子產品設計與制作課程教學中采用項目驅動法，就是在教學過程中以完成教師布置的項目任務為主線，全面系統地講解電子產品設計、制造的工藝流程和操作技能，從實用的角度，以圖解的形式，用項目技能訓練任務驅動的方式，形象直觀地向學生介紹電子產品設計、制造的程序和工藝要求。在項目的選擇上，充分考慮到學校當前電子教學設備的狀況，力求做到實驗材料易得、制作容易、由淺及深、實用性強。在實施過程中，既可以使用萬能實驗板制作，也可以在已有的實驗板、實驗箱或實驗臺上完成。